उच्च संकल्प प्राप्त करने के लिए एडीसी की कैस्केडिंग

Question

मान लीजिए कि मेरे पास 12-बिट एडीसी की एक जोड़ी है, मैं सोच सकता हूं कि उन्हें <= 24-बिट आउटपुट प्राप्त करने के लिए कैस्केड किया जा सकता है।

मैं सकारात्मक रेंज के लिए एक का उपयोग करने के लिए और नकारात्मक रेंज के लिए दूसरे के बारे में सोच सकता हूं, हालांकि क्रॉस-ओवर क्षेत्र में संभवतः कुछ विरूपण होगा। (मान लें कि हम नजरअंदाज कर सकते हैं कुछ त्रुटि बिट्स हैं या, शायद, 0 वोल्ट के आसपास के मूल्य को मापने के लिए एक 3 एडीसी रखें)।

एक अन्य विकल्प जिसके बारे में मैं सोच रहा था कि वह एक ही हाई-स्पीड एडीसी का उपयोग कर रहा है और कम गति पर एक उच्च रिज़ॉल्यूशन प्राप्त करने के लिए संदर्भ वोल्टेज स्विच कर रहा है। इसके अलावा, एक निश्चित-रेफरी एडीसी का उपयोग करके और फिर बीच में अधिक सटीक मूल्य प्राप्त करने के लिए द्वितीयक कनवर्टर के एसेफ स्विच करने के साथ वास्तविक-मूल्यवान परिणाम प्राप्त करने का एक तरीका होना चाहिए।

किसी भी टिप्पणी और सुझावों का स्वागत है।

मुझे लगता है कि एक ट्रैक्टर 8-बिट (या दोहरी 12-बिट) चिप कम महंगा है तो एक एकल 24-बिट चिप है।

Comments

हां यह सिद्धांत में और 0.01% वास्तविक मामलों में संभव है, जहां भागों में "बिट्स की संख्या" के बराबर "बिट्स की डेटा संख्या" के बराबर "इफेक्ट्स बिट्स" हैं, जो सटीकता के परिमाण के अतिरिक्त 5 आदेशों तक आते हैं। जो 99.99% भागों के लिए सही नहीं है।

यदि आप एक का उपयोग सकारात्मक वोल्टेज के लिए करते हैं, और दूसरा नकारात्मक वोल्टेज के लिए, तो यह आपको केवल 13 बिट्स के लिए मिलता है। उन्हें कैस्केडिंग करने के लिए एक डीएसी और एक एम्पलीफायर की आवश्यकता होगी। आप सीधे सिग्नल पर कनवर्ट करते हैं, डीएसी को मूल्य लिखते हैं, और इनपुट सिग्नल से डीएसी आउटपुट को घटाते हैं। फिर आप सिग्नल को बढ़ाते हैं , और इसे दूसरे एडीसी में खिलाते हैं। $2^{12}$

— कॉनर वुल्फ

Answer 1

आपके सवाल में बहुत सारी बातें। तो उन्हें एक-एक करके लेने दें।

मान लीजिए कि मेरे पास 12-बिट एडीसी की एक जोड़ी है, मैं सोच सकता हूं कि उन्हें <= 24-बिट आउटपुट प्राप्त करने के लिए कैस्केड किया जा सकता है। मैं सकारात्मक रेंज के लिए एक का उपयोग करने के लिए और नकारात्मक रेंज के लिए दूसरे के बारे में सोच सकता हूं, हालांकि क्रॉस-ओवर क्षेत्र में संभवतः कुछ विरूपण होगा। (मान लें कि हम नजरअंदाज कर सकते हैं कुछ त्रुटि बिट्स हैं या, शायद, 0 वोल्ट के आसपास के मूल्य को मापने के लिए एक 3 एडीसी रखें)।

वास्तव में नहीं - आपको 13-बिट संकल्प मिलेगा। एक 12 बिट कनवर्टर के संचालन का वर्णन कर सकता है, जिसमें यह तय किया जाता है कि 4096 डिब्बे (2 ^ 12) इनपुट वोल्टेज कौन सा है। दो 12 बिट्स ADCs आपको 8192 डिब्बे या 13-बिट रिज़ॉल्यूशन देगा।

एक अन्य विकल्प जिसके बारे में मैं सोच रहा था कि वह एक ही हाई-स्पीड एडीसी का उपयोग कर रहा है और कम गति पर एक उच्च रिज़ॉल्यूशन प्राप्त करने के लिए संदर्भ वोल्टेज स्विच कर रहा है।

वास्तव में यह है कि कैसे सफल स्वीकृति कनवर्टर काम करते हैं। मूल रूप से एक-बिट कनवर्टर (उर्फ तुलनित्र) का उपयोग डिजिटल के साथ एनालॉग कनवर्टर के लिए किया जाता है जो वोल्टेज के डिजीटल नमूने को प्राप्त करने के लिए क्रमिक सन्निकटन एल्गोरिदम के अनुसार अलग-अलग संदर्भ वोल्टेज का उत्पादन कर रहा है। ध्यान दें कि एसएआर कन्वर्टर्स बहुत लोकप्रिय हैं और यूसी में अधिकांश एडीसी एसएआर प्रकार हैं।

इसके अलावा, एक निश्चित-रेफरी एडीसी का उपयोग करके और फिर बीच में अधिक सटीक मूल्य प्राप्त करने के लिए द्वितीयक कनवर्टर के एसेफ स्विच करने के साथ वास्तविक-मूल्यवान परिणाम प्राप्त करने का एक तरीका होना चाहिए।

वास्तव में यह भयानक है कि एडीसी पाइप लाइन कैसे काम कर रहे हैं। हालांकि द्वितीयक एडीसी के बदलते संदर्भ के बजाय पहले चरण के बाद छोड़े गए अवशेष त्रुटि को अगले चरण एडीसी द्वारा प्रवर्धित और संसाधित किया जाता है।

किसी भी टिप्पणी और सुझावों का स्वागत है। मुझे लगता है कि एक ट्रैक्टर 8-बिट (या दोहरी 12-बिट) चिप कम महंगा है तो एक एकल 24-बिट चिप है।

वास्तव में इसका एक कारण यह भी है कि 24bit कनवर्टर के रूप में कुछ विन्यास में व्यवस्थित नहीं है चार 8-बिट कन्वर्टर्स। और भी बहुत कुछ है। मुझे लगता है कि यहाँ गलतफहमी यह सोच रही है कि एक बिट की संख्या को "जोड़" सकता है। यह देखने के लिए कि यह गलत क्यों है एडीसी को सर्किट के रूप में सोचना बेहतर है जो यह तय कर रहा है कि "बिन" इनपुट वोल्टेज किसके हैं। डिब्बे की संख्या 2 ^ (बिट्स की संख्या) के बराबर है। तो 8 बिट कनवर्टर में 256 डिब्बे (2 ^ 8) होंगे। 24 बिट कनवर्टर में 16 लाख से अधिक डिब्बे (2 ^ 24) होंगे। तो 24-बिट कनवर्टर के रूप में डिब्बे की समान संख्या के लिए 65 से अधिक 8 8-बिट कन्वर्टर्स (वास्तव में 2 ^ 16) की आवश्यकता होगी।

बिन सादृश्य के साथ जारी रखने के लिए - मान लें कि आपके ADC में 1V का पूर्ण पैमाना है। फिर 8-बिट कनवर्टर "बिन" 1V / 256 = ~ 3.9mV है। 24-बिट कनवर्टर के मामले में यह 1V / (2 ^ 24) = ~ 59.6nV होगा। सहज रूप से यह स्पष्ट है कि "निर्णय" यदि वोल्टेज छोटे बिन से संबंधित है तो कठिन है। दरअसल यह शोर और विभिन्न सर्किट गैर-स्थितियों के कारण होता है। तो 24 बिट रिज़ॉल्यूशन प्राप्त करने के लिए न केवल 65 हजारों 8 बिट कन्वर्टर्स की आवश्यकता होगी, बल्कि उन 8 बिट कन्वर्टर्स को 24-बिट आकार के बिन को हल करने में सक्षम होना होगा (आपका नियमित 8-बिट कनवर्टर पर्याप्त नहीं होगा क्योंकि यह बहुत अच्छा होगा करने के लिए ~ 3.9mV बिन 59.6nV बिन हल करने में सक्षम है)

Comments

रेंज 8-बिट कनवर्टर से काम करेगा, जो 256 * 59.6nV = 15.26uV है। मैंने कभी भी संदर्भ वोल्टेज को कम और सटीक नहीं बनाया :)

— हंस

Answer 2

आपके इनपुट रेंज को विभाजित करने पर आपको 13 बिट मिलेंगे, 24 नहीं। मान लीजिए कि आपके पास इनपुट रेंज -4.096V से + 4.096V है। फिर एक 12-बिट ADC में 2mV रिज़ॉल्यूशन होगा: 2 x 2mV = 8.192V (-4.096V से + 4.096V तक की सीमा)। यदि आप सकारात्मक आधा लेते हैं, तो आपको वहां 1mV रिज़ॉल्यूशन मिलता है क्योंकि आपकी सीमा आधी हो गई है: 2 x 1mV = 996V। यह 2 स्तर 0V से ऊपर है, और दूसरा 2 नीचे। साथ में 2 + 2 = 2 , ताकि 1 बिट अतिरिक्त, 12 न हो।12 12 12 12 12 $^{12}$$^{12}$$^{12}$$^{12}$$^{12}$ $^{12}$$^{13}$

संदर्भ वोल्टेज को बदलने के बारे में। मैं एक अलग उदाहरण दूंगा। मान लीजिए कि आपके पास 1 बिट एडीसी है और संदर्भ को बदलकर 12 बिट प्राप्त करना चाहते हैं। यदि इनपुट , और शून्य से अधिक है तो एक बिट आपको 1 देगा । मान लीजिए कि आपका संदर्भ 1V है, तो थ्रेशोल्ड 0.5V है। यदि आप अपना संदर्भ 0.9V में बदलते हैं, तो आपके पास 0.45V पर एक नई सीमा होगी, इसलिए आप पहले से ही 3 अलग-अलग स्तरों को समझने में सक्षम हैं। अरे, यह काम कर सकता है, मैं 1-बिट एडीसी के साथ 12-बिट कर सकता हूं, और फिर शायद 12-बिट एडीसी के साथ 24-बिट भी!$\frac{V_{REF}}{2}$
इसे पकड़ो! इतना शीघ्र नही! आप ऐसा कर सकते हैं, लेकिन आपके 1-बिट एडीसी के घटकों को 12-बिट ग्रेड होना चाहिए। यह संदर्भ की सटीकता और तुलनित्र के लिए है। इसी तरह, एक 12-बिट एडीसी 24-बिट करने में सक्षम होगा यदि एडीसी की परिशुद्धता पर्याप्त सटीक है, और यह कि अलग-अलग संदर्भ वोल्टेज की परिशुद्धता 24-बिट ग्रेड है। तो व्यवहार में आप ज्यादा हासिल नहीं करते हैं।

नि: शुल्क लंच जैसी कोई चीज नहीं है।

संपादित
वहाँ कि oversampling के बारे में गलतफहमी है, और वास्तव होने के लिए वहाँ लगता है कर रहे हैं 1-बिट ऑडियो एडीसी जो आप 16-बिट संकल्प दे सकते हैं।
यदि आपका इनपुट एक निश्चित डीसी स्तर है, तो 1V इनपुट रेंज में 0.2V कहें, आपका आउटपुट हमेशा समान रहेगा। 1-बिट एडीसी के साथ यह हमारे उदाहरण के लिए शून्य होगा (स्तर आधे संदर्भ से कम है)। अब ऐसा होगा, चाहे आप 1 सैकेंड प्रति सैकेंड पर सैंपल दें, या 1000. तो एवरेज इसे नहीं बदलता है। यह ऑडियो एडीसी के साथ क्यों काम करता है ?, क्योंकि वोल्टेज हर समय (शोर) बदलता रहता है, जो आइंस्टीन (सापेक्षता, आप जानते हैं ;-)) के अनुसार वोल्टेज को स्थिर रखने और संदर्भ को अलग करने के समान है। और फिरओवरसैंपलिंग के दौरान आपको कई अलग-अलग रीडिंग मिलती हैं, जिन्हें आप अपने वास्तविक स्तर का काफी अच्छा अनुमान लगाने के लिए औसत कर सकते हैं।
एडीसी की सीमा (एस) को पारित करने के लिए शोर को काफी मजबूत होना चाहिए, और कुछ बाधाओं को फिट करना होगा, जैसे कि गौसियन वितरण (सफेद शोर)। 1-बिट उदाहरण में यह काम नहीं किया क्योंकि शोर का स्तर बहुत कम है।

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आगे पढ़ने:
Atmel आवेदन नोट AVR121: ओवरसैंपलिंग द्वारा ADC संकल्प को बढ़ाना

Comments

मुझे यकीन नहीं है कि मैं आपकी सोच को समझ पाऊंगा। निश्चित रूप से अगर आप विभाजित होते हैं + और - तो आप 0v से + 4.096v तक 12 बिट्स और 0v से -4.096v के 12 बिट्स पर पूरी रेंज में कुल 24 बिट्स बना सकते हैं?

— मेजेंको जूल

@MattJenkins, यह एक साइन बिट के समान होगा। इसके बारे में सोचो। अगर मैं 12 बिट्स के साथ 0-10V और 12 बिट्स के साथ 0 - (- 10V) का नमूना लेता हूं तो मुझे केवल एक बिट कहने की आवश्यकता है अगर सिग्नल नकारात्मक या सकारात्मक था।

— कोर्तुक

यह सच है - तो यद्यपि आप सकता है 24 बिट के रूप में नमूना, तो आप सिर्फ 13 बिट के साथ ठीक उसी संकल्प मिल सकता है।

— 15:76 बजे माजेंको

@ मैट - रिज़ॉल्यूशन का हर दोहरीकरण आपको 1 बिट अतिरिक्त देता है। 8V से अधिक 2 बिट आपको 2V रिज़ॉल्यूशन ( ) देते हैं, एक तीसरा बिट आपको इसका आधा, 1V ( ) देता है। 8$\frac{8V}{2V} = 2^2$$\frac{8V}{1V} = 2^3$

— स्टीवनवह जूल 20'11

@MattJenkins, आप 1 हॉट एन्कोडिंग का उपयोग कर सकते हैं और 10. के बजाय 1024 बिट ले सकते हैं। भौतिक वास्तविकता यह है कि इंजीनियर जो चाहे वह कर सकता है, बस ग्राहक को बताएं कि आप केवल 3 डीबी से हैं, 10kW नहीं।

— कोर्तुक

Answer 3

हां, सिद्धांत रूप में आप वह कर सकते हैं जो आप चाहते हैं, लेकिन केवल तभी जब आपके पास कुछ पूर्ण अवास्तविक उपकरण उपलब्ध हों।

सीमित अतिरिक्त सटीकता के बारे में अब तक की गई कई अन्य टिप्पणियां सही हैं, अफसोस।

विचार करें। एक 12 बिट एडीसी के साथ एक वोल्टेज को मापें और कहें 111111000010 आप जानते हैं कि वास्तविक मूल्य 1 बिट श्रेणी +/- 0.5 बिट में इस मूल्य के दोनों ओर कहीं है।

यदि आपका ADC 24 बिट्स के लिए सटीक था, लेकिन केवल 12 बिट्स प्रदान कर रहा था, तो यह रिपोर्ट कर रहा है कि vaklue +/- के भीतर आधा बिट 111111000010 000000000000 है। यदि यह मामला था, तो आप +/- के साथ 12 बिट ADC ले सकते थे। 1/2 बिट रेंज, इसे 111111000010000000000000 पर केंद्र करें और परिणाम पढ़ें। यह आपको वांछित के रूप में वास्तविक संकेत और डीडीसी मान को अंतर का अंतर देगा। QED।

हालाँकि , 12 बिट ADC अपने आप में लगभग आधा सा ही सटीक होता है। इसकी विभिन्न त्रुटियों का कुल योग इसे एक निश्चित परिणाम घोषित करने का कारण बनता है जब वास्तविक परिणाम लगभग आधा लेकिन अलग-अलग प्लस या माइनस तक होता है।

जबकि आप चाहेंगे

111111000010 मतलब 111111000010 000000000000

इसका वास्तव में मतलब हो सकता है 111111000010 000101101010 या जो भी हो।

तो अगर आप एक दूसरा एडीसी लेते हैं और निचले 12 बिट्स और ASSUME को मापते हैं कि वे एक सटीक 12 बिट सीमा के सापेक्ष हैं, तो वे वास्तव में उपरोक्त गलत मूल्य के सापेक्ष हैं। जैसा कि यह मान अनिवार्य रूप से यादृच्छिक त्रुटि है, आप अनिवार्य रूप से यादृच्छिक शोर के 12 बिट्स में नए 12 निचले बिट्स आंकड़े जोड़ रहे होंगे। सटीक + यादृच्छिक = नया यादृच्छिक।

उदाहरण

दो conveters का उपयोग करें जो एक सीमा को माप सकते हैं और 10 में से 1 चरण में परिणाम दे सकते हैं। यदि 100 वोल्ट एफएस को स्केल किया जाए तो वे ge 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 देते हैं

अगर 10 वोल्ट की पूरी स्केलिंग की जाए तो वे 1 2 3 4 5 6 7 8 9 देते हैं

आप इन दो कन्वर्टर्स का उपयोग करने के लिए 1 वोल्ट सटीकता के साथ 100 वोल्ट रेंज का उपयोग करने का निर्णय लेते हैं।

कनवर्टर 1 70V देता है। आप फिर 70V के सापेक्ष वोल्टेज को मापते हैं और -3V प्राप्त करते हैं। तो आप यह मानते हैं कि वास्तविक मूल्य अर्थात + 70 वी - 3 वी = 67 वी।

वास्तव में 70V का परिणाम 65 65 67 68 69 70 71 72 73 74 में से कोई भी हो सकता है

केवल अगर 100 में 1V कनवर्टर 1V के बराबर है, भले ही यह 100V में 10V चरणों को प्रदर्शित करता है, क्या आप जो चाहें प्राप्त कर सकते हैं।

तो आप वास्तविक परिणाम 67 वी +/- 5 वोल्ट = 62 वी से 72 वी तक कुछ भी। इसलिए आप पहले से बेहतर नहीं हैं। आपका केंद्र स्थानांतरित हो गया है लेकिन यह अनियमित रूप से स्थित हो सकता है।

आप इस तरह से मामूली सुधार प्राप्त करने में सक्षम होंगे क्योंकि एक कनवर्टर आमतौर पर बिट्स की तुलना में थोड़ा अधिक सटीक होता है जो इसे वापस करता है (आप आशा करते हैं) इसलिए आपका दूसरा कनवर्टर इसका कुछ उपयोग करता है।

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एक प्रणाली जो वास्तव में काम करती है उसका उल्लेख एक महत्वपूर्ण चूक के साथ किया गया है। यदि आप एक सिग्नल एन बार नमूना करते हैं और आप + / _ आधा गॉसियन शोर जोड़ते हैं तो आप सिग्नल को "सभी संभव सीमा पर" फैलाएंगे और औसत मूल्य अब लॉग (एन) पहले से अधिक सटीक होगा। इस योजना में फिशहुक और योग्यताएं हैं और आप केवल मनमाने ढंग से अतिरिक्त संख्या में बिट प्राप्त नहीं कर सकते हैं, लेकिन यह कुछ सुधार प्रदान करता है।

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ऊपर के पहले मामले में मैंने 24 बिट सटीकता के साथ a12 बिट ADC का उल्लेख किया। आप 12 बिट ADC का उपयोग करके और 24 बिट उदा डेल्टा सिग्मा कनवर्टर के साथ इसके ग्रहण किए गए मान को पढ़कर कुछ प्रकार प्राप्त कर सकते हैं। यदि सिग्नल पर्याप्त रूप से स्थिर था कि यह उसी एक बिट रेंज में बना रहा तो आप इस स्थिर सिग्नल को 2nd 12 बिट्स पढ़ने के लिए 2nd ADC का उपयोग कर सकते हैं।

वैकल्पिक - सिर्फ सिग्मा डेल्टा के साथ शुरू में 24 बिट सिग्नल पढ़ें, उस बिंदु में लॉक करें और फिर क्रमिक रूप से इसे 2 एडीसी के साथ जोड़ दें। जब तक सिग्नल 2 एडीसी की सीमा के भीतर रहता है तब तक आपको बहुत तेज परिणाम मिलेगा।

Comments

हममम। एक वोट। एक डाउन वोट। यह देखते हुए कि यहाँ ठीक जवाबों के लिए क्या होता है [tm] :-) मुझे यह जानने में दिलचस्पी होगी कि किसने सोचा था कि यह जवाब इतना भयानक था कि वोटिंग और मेरिट डाउन हुआ?

— रसेल मैकमोहन

Answer 4

सुपरसेम्पलिंग नामक एक चीज है जिसका उपयोग एडीसी के कई प्रकार के संकल्प को बढ़ाने के लिए किया जा सकता है।

यह सिग्नल में शोर जोड़कर काम करता है। यद्यपि शोर रिज़ॉल्यूशन को कम करता है, लेकिन डेटा को कई बिट्स पर विभाजित करने के लिए आवश्यक है। (मैं सिग्नल प्रोसेसिंग करने वाला आदमी नहीं हूं - यह सिर्फ इतना है कि मैं इसे कैसे समझता हूं।) आपका शोर केवल 1 या 2 बिट्स हो सकता है, लेकिन इसे वहां होना चाहिए। यदि आप एक 12-बिट नमूना लेते हैं - आपके पास 12 बिट्स हैं। यदि आप 4 नमूने लेते हैं, तो उन्हें एक साथ जोड़ें और दो से विभाजित करें, आपको 13 बिट नमूना मिलता है। (प्रत्येक अतिरिक्त बिट के लिए 4 नमूने की आवश्यकता होती है, Nyquist के कारण।)

ऐसा करने का एक सरल तरीका है संदर्भ वोल्टेज में शोर जोड़ना। मैं उच्च रिज़ॉल्यूशन के लिए dsPIC33F में 16-बिट के लिए 12-बिट ADC को बढ़ावा देने के लिए इसका उपयोग करता हूं। पहले से, मैं एक उच्च आवृत्ति पर एक अतुल्यकालिक टाइमर सेट करता हूं और आउटपुट कैप्चर में PRNG संख्याओं के अनुक्रम को कतारबद्ध करने के लिए DMA का उपयोग करता हूं जो शोर का एक अपेक्षाकृत स्वच्छ स्रोत देता है। शोर आउटपुट संदर्भ वोल्टेज को लगभग 0.1% (1k-1Meg डिवाइडर।) शोर को बायडायरेक्शनल, डूबने और सोर्सिंग के द्वारा पूर्वाग्रहित करता है। मैं नमूनों की कतार के लिए dsPIC33F के DMA का उपयोग करता हूं ताकि यह थोड़ा CPU हस्तक्षेप के साथ किया जा सके। बेशक अधिकतम नमूना दर सामान्य दर से लगभग 1/32 वां हो जाता है, लेकिन यह मेरे आवेदन के लिए कोई समस्या नहीं है।

जैसा कि शोर हमेशा समान रूप से वितरित नहीं किया जाता है मैं हर यूनिट पर इनपुट को कैलिब्रेट कर रहा हूं जिसे शिप किया गया है, हालांकि अंतर केवल 1 या 2 एलएसबी होने की संभावना है।

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आप कैसे जानते हैं कि आपके द्वारा जोड़ा गया शोर सही स्पेक्ट्रम है (सफेद शोर है)? आप आयाम पर कैसे निर्णय लेते हैं? यदि आपका शोर अच्छा नहीं है, तो आपके पास अधिक रिज़ॉल्यूशन होगा, लेकिन अधिक सटीकता नहीं।

— फेडरिको रूसो

@ फ़ेडरिको बेशक - मेरे लिए, यह परीक्षण और त्रुटि है। PRNG का उपयोग करके सफेद शोर का अनुकरण किया जा सकता है और केवल 32 नमूनों के लिए यह पर्याप्त रूप से काम करता है। अगर मैं एक वास्तविक इलेक्ट्रॉनिक्स इंजीनियर होता, तो मुझे पता होता कि इसे ठीक से कैसे किया जाता है।

— थॉमस ओ

यहाँ एनालॉग डिवाइसेस पर एक लेख दिया गया है, जो इसे समझाने में मदद कर सकता है: analog.com/library/analogdialogue/archives/40-02/adc_noise.html

— 18-22 पर डैरेन डब्ल्यू

@ थोमसो, मैंने इस तकनीक का उपयोग थर्मिस्टर्स के साथ 8 बिट्स की सटीकता के साथ किया है। हालांकि शोर के साथ नहीं, हमने हीटिंग का इस्तेमाल किया।

— कोर्तुक

@ डेरेनव परिचित है - मुझे लगता है कि यह वह जगह है जहां से मुझे मेरा विचार मिला।

— थॉमस ओ

Answer 5

सिंक एम्पलीफायर का उपयोग करके आप दो डीएसी आउटपुट को योग कर सकते हैं। आप R1 = 100k, R2 = R3 = 100 ओम का उपयोग कर सकते हैं। इस तरह आउटपुट Vout = - (V1 + V2 / 1000) होगा। आपको दोहरी आपूर्ति की आवश्यकता होगी और यदि आप चाहते हैं कि यह गैर-उलटा हो तो आपको लाभ के साथ एक और inverting एम्पलीफायर डालना होगा। 1. तो मान लीजिए कि आपके पास 2 आउटपुट और संदर्भ 4.096V के साथ 12 बिट डीएसी है। तब (यदि आपके पास दूसरा इनवर्टर एम्पलीफायर है) डीएसी 1 से एक वेतन वृद्धि 1uV के साथ आउटपुट बढ़ाएगी, और डीएसी 2 से एक वेतन वृद्धि 1mV के साथ आउटपुट बढ़ाएगी। वह कुल मिलाकर 24 बिट नहीं है । यह लगभग 22 बिट्स है। सिद्धांत रूप में आप R1 को R2 और R3 से 4096 गुना बड़ा और 24 बिट्स चुन सकते हैं, लेकिन आपको बेहतर परिणाम नहीं मिलेंगे। यदि आप एक अच्छा कम शोर opamp उठाते हैं तो भी आपको माइक्रोवोल्ट्स रेंज में शोर की कई समस्याएं होंगी।

हालांकि मैं इसे DAC के बारे में एक प्रश्न है क्योंकि मैं DAC के लिए खोज रहा था अद्यतन करें । यहां आप ADCs के साथ समान सिद्धांत लागू करते हैं। योग्‍यता के बजाय आपको ADC1 परिणाम घटाना होगा, फिर ADC2 के साथ माप से पहले 1000 से गुणा करें।

सुधार - ADC3 को VGnd (Vref / 2) पर होना चाहिए, परिणाम सूत्र से मेल खाने के लिए Vref नहीं

AZ431 के बजाय आप किसी अन्य 2.5V संदर्भ या उचित निष्क्रिय के साथ एक और समायोज्य संदर्भ का उपयोग बिल्कुल 4.096V प्राप्त कर सकते हैं। कम तापमान बहाव संदर्भ, बेहतर परिणाम है। इसके अलावा इसे कम शोर होना चाहिए। ध्यान दें कि जैसा कि यह पर्याप्त रूप से सटीक नहीं है। संदर्भ इनपुट के लिए वाइपर के साथ R7 और R8 के बीच 500 ओम मल्टी टर्न ट्रिमपॉट लगाना अच्छा होगा और इसे Vref = 4.096V के लिए ट्विक करें। साथ ही U1 पॉजिटिव इनपुट के लिए वाइपर के साथ R1 और R2 के बीच एक ट्रिंपोट (2) की जरूरत होगी। VGnd पर इसे 2.048V के लिए ट्वीक करें। U1 केवल किसी भी कम शोर वाला ओपैंप है। (BTW AZ431 नौकरी के लिए भयानक है। मैंने इसे इसलिए रखा क्योंकि मेरे पास प्रतीक था)।

यह U2, U3 और U4 के लिए शून्य ऑफसेट चॉपर एम्प्स के लिए बहुत महत्वपूर्ण है। यू 2 अधिक महत्वपूर्ण है क्योंकि यह 100 से गुणा करता है। प्रत्येक 1 माइक्रोवोल्ट में 100 माइक्रोवोल्ट हो जाता है। यदि आप OP07 का उपयोग करते हैं और आप इसे ठीक से शून्य करते हैं और तापमान 10 डिग्री के साथ बदल जाता है तो आपको 13 uV ऑफसेट मिलते हैं जो U4 के आउटपुट पर 1.3 mV में बदल जाते हैं। ADC आउटपुट में यह 13 mV है जो ADC2 को लगभग बेकार बना देता है।

इसके अलावा U3 6.048V तक पहुंचने में सक्षम होना चाहिए - जो कि VGnd (2.048V) + 2xVinmax (2x2V = 4V) है। यह Vcc = + 12V बिजली की आपूर्ति होने का पूरा विचार है। MAX44252 का उपयोग करने पर Vcc 6.5V जितना कम हो सकता है। चूंकि MAX44252 रेल से रेल opamp है, इसलिए नकारात्मक आपूर्ति को छोड़ दिया जा सकता है और opamp के Vss को जमीन से जोड़ा जा सकता है। यह किसी भी opamp के लिए सच है जो कि आउटपुट पर 48mV जितना कम हो सकता है।

MAX44252 में 2-4uV ऑफसेट वोल्टेज (विशिष्ट) और 1 से 5 एनवी तापमान बहाव है। यह 1 की मात्रा में digikey पर $ 2.64 है और यह क्वाडोपम्प है इसलिए केवल एक चिप काम करेगा।

यह काम किस प्रकार करता है? उदाहरण के लिए 10bit DAC है। रिज़ॉल्यूशन 4.096 / 1024 = 4mV है। इनपुट सिग्नल वीजीएन के सापेक्ष होना चाहिए, जो कि Vref का आधा है। ADC1 इनपुट वोल्टेज को सामान्य बनाता है। फिर DAC1 के माध्यम से मान को आउटपुट करता है। विन और डीएसी 1 के बीच का अंतर त्रुटि है जिसे आपको ADC1 परिणाम को बढ़ाना, मापना और जोड़ना होगा। U2 100 के लाभ के साथ DAC1 के सापेक्ष विन - DAC1 के अंतर को बढ़ाता है। U4 उस अंतर को 10 से बढ़ाता है और VGnd के सापेक्ष DAC1 को घटाता है। जो ADC2 = (Vin - DAC1) * 1000 बनाता है, जो VGnd के सापेक्ष है। दूसरे शब्दों में, अगर आपके पास विन पर 1.234567V है, जो VGnd के सापेक्ष है। ADC1 821 के मूल्य को मापेगाक्योंकि रिज़ॉल्यूशन 4mV और (2.048 + 1.234567) / 0.004 = 820.64175 है। तो DAC मान 309 पर सेट किया जाएगा जो 309 * 0.004V = 1.236V है। अब ADC2 को VGnd (आदर्श) के सापेक्ष 1.234567-1.236 = -0.001433 * 1000 = -1.433V मिलेगा। यह 2.048-1.433 = 0.615V सामान्य मोड है। 0.615V / 0.004 = 153.75। तो ADC2 मान = 154। फ्लोट का उपयोग करने से बचने के लिए माइक्रोवोल्ट्स में मूल्य की गणना करना आसान है। ADC2 को mV में बदलने के लिए हमें 4: VADC1 = 821 * 4 = 3284mV से मान को गुणा करना होगा। UV में बदलने के लिए हमें 1000 से गुणा करना होगा। या कि ADC1 का मूल्य 4000 से गुणा किया जाएगा। 821 * 4000 = 3284000। तो VGnd के संबंध में ADC1 का वोल्टेज 3284000-2048000 = 1236000uV है। ADC2 को पहले से ही 1000 से गुणा किया जाता है, इसलिए हमें केवल 4: VADC2 = 154 * 4 = 616 से गुणा करना होगा। VGnd के सापेक्ष वोल्टेज प्राप्त करने के लिए हमें VGnd: 616-2048 = -14323V को घटाना होगा। हम यहां VGnd = 2048uV लेते हैं क्योंकि हमारे पास x1000 प्रवर्धन है। अब हम VADC1 और VADC2: 1236000 + (-1432) = 1234568uV या 1.234568V जोड़ते हैं

बेशक, यह सिर्फ सपने हैं क्योंकि जब आप माइक्रोवोल्ट के साथ सौदा करते हैं तो सभी प्रकार की भयानक समस्याएं होंगी - ओप्पम शोर, प्रतिरोध शोर, वोल्टेज ऑफसेट, तापमान बहाव, लाभ त्रुटि ... लेकिन यदि आप सभ्य भागों का उपयोग करते हैं, तो कम से कम 1% प्रतिरोधक और आप क्रमिक रूप से ऑफसेट को शून्य कर देते हैं और लाभ को ठीक कर देते हैं जिससे आपको यथोचित परिणाम प्राप्त हो सकते हैं। बेशक आप आखिरी अंक के लिए स्थिर इनपुट देखने की उम्मीद नहीं कर सकते। शायद आप संकल्प को 10uV तक सीमित कर सकते हैं (परिणाम को 10 से विभाजित करें)। इसके अलावा 4 से गुणा करके कुछ औसत होने के लिए 4 अनुक्रमिक परिणामों को योग करके किया जा सकता है।

ध्यान रखें कि इसका कुछ भी परीक्षण नहीं किया जाता है। मैंने बिना शोर और ओप्पम ऑफसेट को ध्यान में रखते हुए केवल एम्पलीफायर चरण का अनुकरण किया। यदि कोई इसे बनाने का फैसला करता है तो टिप्पणियों में परिणाम लिखें।

Comments

AD C. के बारे में प्रश्न पूछते हैं । आप DA C. के बारे में बात करते हैं

— SE

मुझे माफ कर दो। मैंने DAC की खोज की और मुझे यह प्रश्न मिला। मैंने ध्यान से पढ़े बिना लिखा। मैं एडीसी को उसी सिद्धांत को लागू करने का सुझाव देता हूं।

— निकसॉफ्ट

मैंने अपना पद छोड़ दिया, क्योंकि आपकी पोस्ट अब प्रश्न से संबंधित है। लेकिन मुझे नहीं लगता कि यह समाधान व्यवहार में काम कर सकता है। मुझे डर है कि बहुत अधिक अशुद्धियाँ होंगी।

— SE

निश्चित ही यह काम करेगा। हालाँकि सटीकता प्रयुक्त भागों पर निर्भर करती है। हेलिकॉप्टर एम्प्स हैं जिनमें 0.1uV ऑफसेट और 1-5nV / degC बहाव है। इसके अलावा उनके पास नैनोवाल्ट 0.1-10Hz पीपी शोर है। एक अच्छे संदर्भ के साथ संयुक्त होने के कारण यह 10 वी तक का स्थिर उत्पादन प्राप्त कर सकता है। लेकिन अगर आप अतिरिक्त अंक हासिल करना चाहते हैं तो यह सस्ते भागों के साथ काम कर सकता है। उदाहरण के लिए 10 बिट ADC 4.096V संदर्भ के साथ 4mV संकल्प है। मुझे लगता है कि इस सर्किट के साथ इसे 0.1uV रिज़ॉल्यूशन में आसानी (शायद बेहतर संदर्भ के साथ) में सुधार किया जा सकता है। यह +/- 20000 मायने रखता है। बेशक यह ऑफसेट और लाभ के लिए सॉफ्टवेयर अंशांकन की आवश्यकता होगी।

— निकसॉफ्ट

वह सब सिद्धांत है। यह तथ्य कि आपका ADC2 रीडिंग आपके DAC सेटिंग (और opamp ऑफ़सेट पर निर्भर करता है, लेकिन यह भी सबसे महत्वपूर्ण हिस्सा नहीं है), जो कि आपके ADC1 रीडिंग (और इन सभी में सहनशीलता) पर निर्भर करता है, इस तथ्य को जन्म देगा, जिससे आप निश्चित रूप से जीते हैं आपके सिस्टम के मोनोटोनिक ऑपरेशन की गारंटी देने में भी सक्षम नहीं है (भले ही आप अपनी गणना सटीकता के दायरे में हों)।

— मंद

Answer 6

$log_2 (\text{a lot})$

संपादित करें: मेरे गणित में सुधार के लिए टिप्पणियां देखें।

Comments

यही मैंने भी सोचा था, लेकिन इस पर विचार करें: 1 वी इनपुट रेंज, 0.2 वी इनपुट, 1-बिट एडीसी। कोई फर्क नहीं पड़ता कि आपके ओवरसैंपलिंग में आप हमेशा 0, औसत = 0, 0.2 नहीं पढ़ेंगे।

— स्टीवन्वह

इस तरह के ओपैमलिंग को सिग्नल पर कुछ "शोर" की आवश्यकता होगी। जैसा कि स्टीवनव ने बताया। कभी-कभी सिग्नल ही इस पर पर्याप्त "शोर" होता है ताकि इसे बिना कुछ नया किए पूरा किया जा सके। अन्य बार आपको सिग्नल में कुछ उच्च आवृत्ति शोर को इंजेक्ट करने की आवश्यकता होती है - लेकिन शोर बाद के प्रसंस्करण में फ़िल्टर किया जाएगा जिसे आप बाद में करते हैं।

ठीक है, ठीक है, "आपके संकेत की प्रकृति पर निर्भर करता है"। सवाल यह नहीं कहता है कि क्या वह थर्मोस्टेर से तापमान को लीड ईंट के किनारे पर चिपका रहा है, या यदि वह एसडीआर के लिए मिक्सर आउटपुट का नमूना ले रहा है। तो उसे एक और विकल्प मिला। अगर कोई भी सटीक गणितीय गुणों के लिए एक संकेतक प्रदान कर सकता है, तो सिग्नल को वैध होने के लिए सिग्नल की आवश्यकता है, मुझे वास्तव में दिलचस्पी होगी, btw। (और ऐसा लगता है कि यह एक उपयोगी जोड़ होगा, इसके बजाय, क्षमा करें, सुधार जो मेरे मूल कथन से केवल कुछ हद तक कम लहराते हैं।)

— जे कोमिनेक

$log_2 (a lot) - 2$

मेरी प्राथमिक रुचि ऑडियो संकेतों में है, इसलिए मैंने हालांकि एक बार 24-बिट कन्वर्टर्स काफी महंगे हैं और उनमें से कई मौजूद नहीं हैं, हो सकता है कि अधिक व्यापक रूप से उपलब्ध कन्वर्टर्स काम करेंगे। सभी को गहराई से स्पष्टीकरण के लिए धन्यवाद। यह पहली बार में संभव लगता है, है ना? :)

— त्रुटिपूर्ण जूल 21'11